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單相、三相電壓型交直轉換裝置以及穩定控制方法.pdf

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單相 三相 電壓 型交直 轉換 裝置 以及 穩定 控制 方法
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摘要
申請專利號:

CN201110253189.1

申請日:

2011.08.31

公開號:

CN102386791B

公開日:

2015.01.07

當前法律狀態:

授權

有效性:

有權

法律詳情: 專利權人的姓名或者名稱、地址的變更IPC(主分類):H02M 7/217變更事項:專利權人變更前:歐利生電氣株式會社變更后:歐利生電氣株式會社變更事項:地址變更前:日本埼玉埼玉縣櫻區佐川町3-3-27號變更后:日本埼玉埼玉縣櫻區榮和3-3-27號|||專利權人的姓名或者名稱、地址的變更IPC(主分類):H02M 7/217變更事項:專利權人變更前:歐利生電氣株式會社變更后:歐利生電氣株式會社變更事項:地址變更前:日本東京變更后:日本埼玉埼玉縣櫻區佐川町3-3-27號|||授權|||實質審查的生效IPC(主分類):H02M 7/217申請日:20110831|||公開
IPC分類號: H02M7/217; H02J3/12 主分類號: H02M7/217
申請人: 歐利生電氣株式會社
發明人: 大島正明; 宇敷修一; 源島康廣; 渡邊清美
地址: 日本東京
優先權: 2010.08.31 JP 2010-194632
專利代理機構: 中國國際貿易促進委員會專利商標事務所 11038 代理人: 張麗
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法律狀態
申請(專利)號:

CN201110253189.1

授權公告號:

||||||102386791B||||||

法律狀態公告日:

2016.11.09|||2016.09.07|||2015.01.07|||2012.05.02|||2012.03.21

法律狀態類型:

專利權人的姓名或者名稱、地址的變更|||專利權人的姓名或者名稱、地址的變更|||授權|||實質審查的生效|||公開

摘要

本發明的目的在于,提供一種配置在負荷和配電系統網之間、能夠對系統頻率以及系統電壓的穩定作出貢獻的單相電壓型交直轉換裝置、三相電壓型交直轉換裝置、以及系統頻率以及系統電壓的穩定控制方法。對從配電系統網受電的負荷應用交直轉換裝置的自主并行運行控制技術,從而能夠得到針對有效功率的頻率的下降特性(自由調節特性)以及電壓維持特性(V-Q特性)。自由調節特性是在系統頻率下降了的情況下自動地減少受電電力、在增加了的情況下自動地增加受電電力的特性,因此能夠不論負荷如何都能對系統頻率穩定作出貢獻。并且,V-Q特性產生/吸收無效功率,使得受電端電壓不依賴負荷電力而保持為恒定,因此也能夠對系統電壓穩定作出貢獻。

權利要求書

1.一種單相電壓型交直轉換裝置,其特征在于,具備:
單相電壓型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根
據基于PWM指令所產生的柵極信號的脈寬而將來自單相交流源的單
相交流電力轉換為直流電力并從直流端子輸出;
相位差生成電路,具有使所述交流端子的單相交流輸出電壓的相
位延遲、產生延遲單相交流的相位延遲單相交流生成器,根據所述延
遲單相交流而生成與所述交流端子的單相交流輸出電壓和所述單相
電壓型交直轉換電路的內部電動勢的相位差相應的相位差電壓;
上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端子的單相交流輸出電
壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值構成的上位
指令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量、來自所述相位差生成電
路的相位差電壓以及所述交流端子的單相交流輸出電壓,輸出以所述
交流端子的單相交流輸出電壓的振幅以及頻率接近基于所述上位指
令矢量的指令值的方式生成的電壓指令信號以及頻率指令信號;
頻率控制電路,根據規定所述交流端子的單相交流輸出電壓的頻
率的基準頻率、來自所述上位電壓控制電路的頻率指令信號以及來自
所述相位差生成電路的輸出信號,確定所述單相電壓型交直轉換電路
的所述內部電動勢的電角度,并生成生成電角度;以及
下位電壓控制電路,根據所述交流端子的單相交流輸出電壓、所
述頻率控制電路的生成電角度以及來自所述上位電壓控制電路的電
壓指令信號,將以所述單相交流輸出電壓的振幅、頻率以及相位接近
規定所述交流端子的單相交流輸出電壓的振幅的基準電壓、所述電壓
指令信號以及所述生成電角度的合成值的方式生成的信號作為所述
PWM指令輸出。
2.一種三相電壓型交直轉換裝置,其特征在于,具備:
三相電壓型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根
據基于PWM指令所產生的柵極信號的脈寬而將來自三相交流源的三
相交流電力轉換為直流電力并從直流端子輸出;
UM轉換電路,將所述交流端子的三相輸出電壓轉換到dq旋轉
坐標空間并輸出,在所述dq旋轉坐標空間中,將與該三相輸出電壓
的振幅相關的分量設為d軸分量,將與頻率差相關的分量設為q軸分
量;
上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端子的三相輸出電壓的
振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所構成的上位指
令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量以及來自所述UM轉換電路
的輸出電壓矢量,將以所述交流端子的三相輸出電壓的振幅以及頻率
接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信號作為電壓指
令矢量輸出;
下位電壓控制電路,根據規定所述交流端子的三相輸出電壓的振
幅以及相位的基準電壓矢量、來自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量
以及來自所述上位電壓控制電路的電壓指令矢量,將以所述三相輸出
電壓的振幅以及相位接近所述基準電壓矢量與所述電壓指令矢量的
合成值的方式生成的信號作為所述PWM指令輸出;以及
頻率控制電路,使根據規定所述交流端子的三相輸出電壓的頻率
的基準頻率、以及來自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量的所述q軸
分量所生成的生成值與所述UM轉換電路中的轉換矩陣的旋轉角度同
步。
3.一種單相電壓型交直轉換裝置,其特征在于,具備:
單相電壓型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根
據基于PWM指令所產生的柵極信號的脈寬將來自與直流端子連接的
直流電壓源的電力轉換為單相交流電力并從所述交流端子輸出,或者
將來自與所述交流端子連接的單相交流源的單相交流電力轉換為直
流電力并從所述直流端子輸出;
相位差生成電路,具有使所述交流端子的單相交流輸出電壓的相
位延遲、產生延遲單相交流的相位延遲單相交流生成器,根據所述延
遲單相交流生成與所述交流端子的單相交流輸出電壓和所述單相電
壓型交直轉換電路的內部電動勢的相位差相應的相位差電壓;
上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端子的單相交流輸出電
壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所構成的上
位指令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量、來自所述相位差生成
電路的相位差電壓以及所述交流端子的單相交流輸出電壓,輸出以所
述交流端子的單相交流輸出電壓的振幅以及頻率接近基于所述上位
指令矢量的指令值的方式生成的電壓指令信號以及頻率指令信號;
頻率控制電路,根據規定所述交流端子的單相交流輸出電壓的頻
率的基準頻率、來自所述上位電壓控制電路的頻率指令信號以及來自
所述相位差生成電路的輸出信號,確定所述單相電壓型交直轉換電路
的所述內部電動勢的電角度,并生成生成電角度;以及
下位電壓控制電路,根據所述交流端子的單相交流輸出電壓、所
述頻率控制電路的生成電角度以及來自所述上位電壓控制電路的電
壓指令信號,將以所述單相交流輸出電壓的振幅、頻率以及相位接近
規定所述交流端子的單相交流輸出電壓的振幅的基準電壓、所述電壓
指令信號以及所述生成電角度的合成值的方式生成的信號作為所述
PWM指令輸出。
4.一種三相電壓型交直轉換裝置,其特征在于,具備:
三相電壓型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根
據基于PWM指令所產生的柵極信號的脈寬將來自與直流端子連接的
直流電壓源的電力轉換為三相交流電力并從上述交流端子輸出,或者
將來自與上述交流端子連接的三相交流源的三相交流電力轉換為直
流電力并從直流端子輸出;
UM轉換電路,將所述交流端子的三相輸出電壓轉換到dq旋轉
坐標空間上并輸出,在所述dq旋轉坐標空間中,將與該三相輸出電
壓的振幅相關的分量設為d軸分量,將與頻率差相關的分量設為q軸
分量;
上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端子的三相輸出電壓的
振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所構成的上位指
令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量以及來自所述UM轉換電路
的輸出電壓矢量,將以所述交流端子的三相輸出電壓的振幅以及頻率
接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信號作為電壓指
令矢量輸出;
下位電壓控制電路,根據規定所述交流端子的三相輸出電壓的振
幅以及相位的基準電壓矢量、來自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量
以及來自所述上位電壓控制電路的電壓指令矢量,將以所述三相輸出
電壓的振幅以及相位接近所述基準電壓矢量與所述電壓指令矢量的
合成值的方式生成的信號作為所述PWM指令輸出;以及
頻率控制電路,使根據規定所述交流端子的三相輸出電壓的頻率
的基準頻率、以及來自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量的所述q軸
分量生成的生成值與所述UM轉換電路中的轉換矩陣的旋轉角度同
步。
5.一種穩定控制方法,其特征在于,
將權利要求1或3所述的單相電壓型交直轉換裝置的所述交流端
子與單相交流的配電系統網連接,將所述直流端子與直流設備連接,
按照所述配電系統網的單相交流電壓的頻率以及電壓振幅值與所述
上位指令矢量的關系,調整所述單相電壓型交直轉換裝置與所述直流
設備之間的直流電力,使得所述配電系統網的單相交流電壓的頻率變
動變小,調整所述單相電壓型交直轉換裝置中的無效功率的大小,使
得所述配電系統網的單相交流電壓的電壓變動變小。
6.根據權利要求5所述的穩定控制方法,其特征在于,
取得所述單相電壓型交直轉換裝置與所述直流設備之間的直流
電壓以及直流電流中的至少1個信息并與規定值進行比較運算,作為
所述上位指令矢量的頻率指令值輸入到所述單相電壓型交直轉換裝
置。
7.一種穩定控制方法,其特征在于,
將權利要求2或者4所述的三相電壓型交直轉換裝置的所述交流
端子與三相交流的配電系統網連接,將所述直流端子與直流設備連
接,按照所述配電系統網的三相交流電壓的頻率以及電壓振幅值與所
述上位指令矢量的關系,調整所述三相電壓型交直轉換裝置與所述直
流設備之間的直流電力,使得所述配電系統網的三相交流電壓的頻率
變動變小,調整所述三相電壓型交直轉換裝置中的無效功率的大小,
使得所述配電系統網的三相交流電壓的電壓變動變小。
8.根據權利要求7所述的穩定控制方法,其特征在于,
取得所述三相電壓型交直轉換裝置與所述直流設備之間的直流
電壓以及直流電流中的至少1個信息并與規定值進行比較運算,作為
所述上位指令矢量的頻率指令值輸入到所述三相電壓型交直轉換裝
置。

說明書

單相、三相電壓型交直轉換裝置以及穩定控制方法

技術領域

本發明涉及一種能夠對將來自配電系統網的交流轉換為直流來
受電的負荷應用自主并行運行控制技術的單相電壓型交直轉換裝置、
三相電壓型交直轉換裝置、以及穩定控制方法。

背景技術

已知如下的三相電壓型交直轉換裝置以及單相電壓型交直轉換
裝置(例如,參照專利文獻1以及2):在配電系統網中并聯連接多
臺直流能量源而并行運行的情況下,能夠實現各個裝置自主地控制輸
出偏差的自主并行運行。

專利文獻1:日本特開2007-236083號公報

專利文獻2:日本特開2009-219263號公報

發明內容

另一方面,將來自配電系統網的電力轉換為直流而受電的負荷只
根據自身的需要消耗電力,因而沒有考慮系統頻率、系統電壓的變動。
因此,即使系統的負荷增大、系統頻率下降,負荷也根據自身的需要
來消耗電力,所以有可能導致系統頻率的不穩定。相反地,在由于大
規模的負荷退出(drop)等而系統頻率上升的情況下也同樣地有可能
導致不穩定。另外,當負荷的功耗增大時有可能導致受電電壓下降。
以往,需要電力事業人員采取避免這種系統頻率、系統電壓的變動的
措施,但是存在如下問題:負荷的功耗的變動大,電力事業人員無法
單獨地來充分應對。

因此,為了解決所述課題,本發明的目的在于,提供一種配置在
負荷和配電系統網之間而能夠對系統頻率以及系統電壓的穩定作出
貢獻的單相電壓型交直轉換裝置、三相電壓型交直轉換裝置以及系統
頻率以及系統電壓的穩定控制方法。

為了達成上述目的,本發明的單相電壓型交直轉換裝置、三相電
壓型交直轉換裝置以及穩定控制方法,對從配電系統網受電的負荷應
用交直轉換裝置的自主并行運行控制技術。

具體地說,本發明的單相電壓型交直轉換裝置,具備:單相電壓
型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根據基于PWM
指令所產生的柵極信號的脈寬將來自單相交流源的單相交流電力轉
換為直流電力并從直流端子輸出;相位差生成電路,具有使所述交流
端子的單相交流輸出電壓的相位延遲而產生延遲單相交流的相位延
遲單相交流生成器,根據所述延遲單相交流來生成與所述交流端子的
單相交流輸出電壓和所述單相電壓型交直轉換電路的內部電動勢的
相位差相應的相位差電壓;上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流
端子的單相交流輸出電壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的
頻率指令值所構成的上位指令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢
量、來自所述相位差生成電路的相位差電壓以及所述交流端子的單相
交流輸出電壓,輸出以所述交流端子的單相交流輸出電壓的振幅以及
頻率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的電壓指令信
號以及頻率指令信號;頻率控制電路,根據規定所述交流端子的單相
交流輸出電壓的頻率的基準頻率、來自所述上位電壓控制電路的頻率
指令信號以及來自所述相位差生成電路的輸出信號,確定所述單相電
壓型交直轉換電路的所述內部電動勢的電角度,并生成生成電角度;
以及下位電壓控制電路,根據所述交流端子的單相交流輸出電壓、所
述頻率控制電路的生成電角度以及來自所述上位電壓控制電路的電
壓指令信號,將以所述單相交流輸出電壓的振幅、頻率以及相位接近
規定所述交流端子的單相交流輸出電壓的振幅的基準電壓、所述電壓
指令信號以及所述生成電角度的合成值的方式生成的信號作為所述
PWM指令輸出。

另外,本發明的三相電壓型交直轉換裝置,具備:三相電壓型交
直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根據基于PWM指令
所產生的柵極信號的脈寬將來自三相交流源的三相交流電力轉換為
直流電力并從直流端子輸出;UM轉換電路,將所述交流端子的三相
輸出電壓轉換到dq旋轉坐標空間并輸出,在所述dq旋轉坐標空間中,
將與該三相輸出電壓的振幅相關的分量設為d軸分量,將與頻率差相
關的分量設為q軸分量;上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端
子的三相輸出電壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指
令值所構成的上位指令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量以及來
自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量,將以所述交流端子的三相輸出
電壓的振幅以及頻率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生
成的信號作為電壓指令矢量輸出;下位電壓控制電路,根據規定所述
交流端子的三相輸出電壓的振幅以及相位的基準電壓矢量、來自所述
UM轉換電路的輸出電壓矢量以及來自所述上位電壓控制電路的電壓
指令矢量,將以所述三相輸出電壓的振幅以及相位接近所述基準電壓
矢量與所述電壓指令矢量的合成值的方式生成的信號作為所述PWM
指令輸出;以及頻率控制電路,使根據規定所述交流端子的三相輸出
電壓的頻率的基準頻率、以及來自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量
的所述q軸分量所生成的生成值與所述UM轉換電路中的轉換矩陣的
旋轉角度同步。

通過對從配電系統網受電的負荷應用交直轉換裝置的自主并行
運行控制技術,能夠獲得針對有效功率的頻率的下降(drooping)特
性(自由調節(governor?free)特性)以及電壓維持特性(V-Q特性)
自由調節特性是在系統頻率下降的情況下自動地縮小受電電力、而在
增加的情況下自動地增加受電電力的特性,因此不管負荷如何都能對
系統頻率穩定作出貢獻。并且,V-Q特性產生/吸收無效功率使得受電
端電壓不依賴于負荷電力而保持為恒定,因此也能夠對系統電壓穩定
作出貢獻。

因而,本發明能夠提供一種能夠配置在負荷和配電系統網之間并
對系統頻率、系統電壓的穩定作出貢獻的單相電壓型交直轉換裝置、
三相電壓型交直轉換裝置。

另外,本發明的其它單相電壓型交直轉換裝置,具備:單相電壓
型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根據基于PWM
指令所產生的柵極信號的脈寬將來自與直流端子連接的直流電壓源
的電力轉換為單相交流電力并從所述交流端子輸出,或者將來自與所
述交流端子連接的單相交流源的單相交流電力轉換為直流電力并從
所述直流端子輸出;相位差生成電路,具有使所述交流端子的單相交
流輸出電壓的相位延遲、產生延遲單相交流的相位延遲單相交流生成
器,根據所述延遲單相交流生成與所述交流端子的單相交流輸出電壓
和所述單相電壓型交直轉換電路的內部電動勢的相位差相應的相位
差電壓;上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端子的單相交流輸
出電壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所構成
的上位指令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量、來自所述相位差
生成電路的相位差電壓以及所述交流端子的單相交流輸出電壓,輸出
以所述交流端子的單相交流輸出電壓的振幅以及頻率接近基于所述
上位指令矢量的指令值的方式生成的電壓指令信號以及頻率指令信
號;頻率控制電路,根據規定所述交流端子的單相交流輸出電壓的頻
率的基準頻率、來自所述上位電壓控制電路的頻率指令信號以及來自
所述相位差生成電路的輸出信號來確定所述單相電壓型交直轉換電
路的所述內部電動勢的電角度,并生成生成電角度;以及下位電壓控
制電路,根據所述交流端子的單相交流輸出電壓、所述頻率控制電路
的生成電角度以及來自所述上位電壓控制電路的電壓指令信號,將以
所述單相交流輸出電壓的振幅、頻率以及相位接近規定所述交流端子
的單相交流輸出電壓的振幅的基準電壓、所述電壓指令信號以及所述
生成電角度的合成值的方式生成的信號作為所述PWM指令輸出。

并且,本發明的其它三相電壓型交直轉換裝置,具備:三相電壓
型交直轉換電路,從交流端子看具有內部等效阻抗,根據基于PWM
指令所產生的柵極信號的脈寬將來自與直流端子連接的直流電壓源
的電力轉換為三相交流電力并從上述交流端子輸出,或者將來自與上
述交流端子連接的三相交流源的三相交流電力轉換為直流電力并從
直流端子輸出;UM轉換電路,將所述交流端子的三相輸出電壓轉換
到dq旋轉坐標空間并輸出,在所述dq旋轉坐標空間中,將與該三相
輸出電壓的振幅相關的分量設為d軸分量,將與頻率差相關的分量設
為q軸分量;上位電壓控制電路,輸入由針對所述交流端子的三相輸
出電壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所構成
的上位指令矢量,根據所輸入的所述上位指令矢量以及來自所述UM
轉換電路的輸出電壓矢量,將以所述交流端子的三相輸出電壓的振幅
以及頻率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信號作
為電壓指令矢量輸出;下位電壓控制電路,根據規定所述交流端子的
三相輸出電壓的振幅以及相位的基準電壓矢量、來自所述UM轉換電
路的輸出電壓矢量以及來自所述上位電壓控制電路的電壓指令矢量,
將以所述三相輸出電壓的振幅以及相位接近所述基準電壓矢量與所
述電壓指令矢量的合成值的方式生成的信號作為所述PWM指令輸
出;以及頻率控制電路,使根據規定所述交流端子的三相輸出電壓的
頻率的基準頻率、以及來自所述UM轉換電路的輸出電壓矢量的所述
q軸分量所生成的生成值與所述UM轉換電路中的轉換矩陣的旋轉角
度同步。

本單相電壓型交直轉換裝置以及本三相電壓型交直轉換裝置既
能夠將交流向直流進行轉換也能夠將直流向交流進行轉換,因此能夠
將負荷設為蓄電池。根據系統頻率、系統電壓的變動,不管蓄電池中
充電如何都能夠從蓄電池進行放電,還能夠對系統頻率、系統電壓的
穩定作出貢獻。

本發明的單相系統的穩定控制方法,將所述單相電壓型交直轉換
裝置的所述交流端子與單相交流的配電系統網連接,將所述直流端子
與直流設備連接,按照所述配電系統網的單相交流電壓的頻率以及電
壓振幅值與所述上位指令矢量的關系,調整所述單相電壓型交直轉換
裝置與所述直流設備之間的直流電力,使得所述配電系統網的單相交
流電壓的頻率變動變小,調整所述單相電壓型交直轉換裝置中的無效
功率的大小,使得所述配電系統網的單相交流電壓的電壓變動變小。

本發明的三相系統的穩定控制方法,將三相電壓型交直轉換裝置
的所述交流端子與三相交流的配電系統網連接,將所述直流端子與直
流設備連接,按照所述配電系統網的三相交流電壓的頻率以及電壓振
幅值與所述上位指令矢量的關系,調整所述三相電壓型交直轉換裝置
與所述直流設備之間的直流電力,使得所述配電系統網的三相交流電
壓的頻率變動變小,調整所述三相電壓型交直轉換裝置中的無效功率
的大小,使得所述配電系統網的三相交流電壓的電壓變動變小。

通過將所述單相電壓型交直轉換裝置以及所述三相電壓型交直
轉換裝置連接在負荷與配電系統網之間,能夠對負荷應用自主并行運
行控制技術。因而,本發明能夠提供一種能夠對系統頻率、系統電壓
的穩定作出貢獻的穩定控制方法。

本發明的穩定控制方法,其特征在于,取得所述單相或者三相電
壓型交直轉換裝置與所述直流設備之間的直流電壓以及直流電流中
的至少1個信息并與規定值進行比較運算,作為所述上位指令矢量的
頻率指令值輸入到所述單相或者三相電壓型交直轉換裝置。

從向負荷的電壓或者電流值生成頻率指令值,因此能夠根據負荷
的狀況對系統頻率、系統電壓的穩定作出貢獻。

本發明能夠提供一種配置在負荷和配電系統網之間并能夠對系
統頻率以及系統電壓的穩定作出貢獻的單相電壓型交直轉換裝置、三
相電壓型交直轉換裝置以及系統頻率以及系統電壓的穩定控制方法。

附圖說明

圖1是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置的概要結構圖。

圖2是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置的概要結構圖。

圖3是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置的概要結構圖。

圖4是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置所具備的三相
電壓型交直轉換電路的概要結構圖。

圖5是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置所具備的三相
電壓型交直轉換電路的概要結構圖。

圖6是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置所具備的三相
電壓型交直轉換部的概要結構圖。

圖7是與本發明有關的三相電壓型交直轉換裝置所具備的三相
交流濾波器電路的概要結構圖。

圖8是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置的概要結構圖。

圖9是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置的概要結構圖。

圖10是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置的概要結構
圖。

圖11是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置所具備的單相
電壓型交直轉換電路的概要結構圖。

圖12是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置所具備的單相
電壓型交直轉換電路的概要結構圖。

圖13是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置所具備的單相
電壓型交直轉換部的概要結構圖。

圖14是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置所具備的單相
交流濾波器電路的概要結構圖。

圖15是與本發明有關的單相電壓型交直轉換裝置所具備的相位
差生成電路的概要結構圖。

圖16是說明與本發明有關的配電系統的圖。

圖17是說明與本發明有關的配電系統的圖。

圖18是負荷的具體例子。

圖19是負荷的具體例子。

圖20是負荷的具體例子。

附圖標記說明

111:三相電壓型交直轉換裝置;121、121-1、121-2:直流端子;
122、122-1、122-2、122-3:交流端子;124、125、126:交流端子;
131:UM轉換電路;132:M轉換電路;133:U轉換電路;134:電
流檢測電路;135:UM轉換電路;140:三相電壓型交直轉換電路;
140-1、140-2:三相電壓型交直轉換電路;141:柵極信號發生器;142:
三相電壓型交直轉換部;143:電流檢測電路;144:電壓檢測電路;
145:三相交流濾波器電路;146a-146f:二極管;146g-146l:自己消
弧型開關;147a-147c:電阻;147d-147f:電流控制用電感器;147g-147i:
電容器;150:頻率控制電路;151:基準頻率設定器;152:旋轉坐
標轉換矩陣;153:環路濾波器;154:第一時間積分器;155:第二
時間積分器;156:加法器;157:生成值;160:第一下位電壓控制
電路;161:第一基準電壓矢量設定器;162:加法器;163:減法器;
164:第一電壓控制器;165:第一逆U轉換器;166:濾波器電流補
償器;167:PWM電流偏差補償器;168:前饋放大器;169:加法器;
170:第一上位電壓控制電路;171:減法器;172:第一上位控制放
大器;211:單相電壓型交直轉換裝置;221、221-1、221-2:直流端
子;222:交流端子;222-1、222-3:交流端子;223:直流電壓源;
224、226:交流端子;230:相位差生成電路;231:輸出電壓檢測電
路;233-1~233-3:端子;234:輸出電流檢測電路;235:相位延遲
單相交流生成器;236:相位差電壓生成器;238:變流器;240:單
相電壓型交直轉換電路;240-1、240-2:單相電壓型交直轉換電路;
241:柵極信號發生器;242:單相電壓型交直轉換部;243:電流檢
測電路;244:電壓檢測電路;245:單相交流濾波器電路;246a、246b、
246e、246f:二極管;246g、246h、246k、246l:自己消弧型開關;
247a:電阻;247d:電感器;247g:電容器;250:頻率控制電路;
251:基準頻率設定器;252:旋轉坐標轉換矩陣;253:環路濾波器;
255:時間積分器;256:第二加法器;257:生成電角度;258:第三
加法器;260:下位電壓控制電路;261:基準電壓設定器;262:第
一加法器;263:第三減法器;264:電壓控制器;265:第二乘法器;
266:濾波器電流補償器;267:PWM電流偏差補償器;268:前饋放
大器;269:第四加法器;270:上位電壓控制電路;271a:第一減法
器;271b:第二減法器;272a:第一上位控制放大器;272b:第二上
位控制放大器;273:第一乘法器;301、302:配電系統;311:配電
系統網;312:負荷;312-1:電池;312-2:電熱器;312-3:加熱泵/
熱水器(EcoCute)驅動用逆變器;313:運算器;520:上位指令矢
量;521:限幅器

具體實施方式

參照附圖來說明本發明的實施方式。下面說明的實施方式是本發
明的實施例,本發明并不被下面的實施方式所限制。此外,在本說明
書以及附圖中標記相同的結構要素表示相互相同的要素。

(第1實施方式)

在圖1以及圖2中表示與本實施方式有關的三相電壓型交直轉換
裝置的概要結構圖。

圖1所示的三相電壓型交直轉換裝置111具備:三相電壓型交直
轉換電路140,從交流端子122看具有內部等效阻抗,根據基于PWM
指令所產生的柵極信號的脈寬將來自與直流端子121連接的直流電壓
源的電力轉換為三相交流電力并從交流端子122輸出,或者將來自與
交流端子122連接的三相交流源的三相交流電力轉換為直流電力并從
直流端子121輸出;UM轉換電路131,將交流端子122的三相輸出
電壓轉換到dq旋轉坐標空間并輸出;第一上位電壓控制電路170,將
根據上位指令矢量520以及來自UM轉換電路131的輸出電壓矢量所
生成的信號作為電壓指令矢量輸出;第一下位電壓控制電路160,根
據基準電壓矢量、來自UM轉換電路131的輸出電壓矢量以及來自第
一上位電壓控制電路170的電壓指令矢量將所生成的信號作為PWM
指令輸出;以及頻率控制電路150,使根據基準頻率、以及來自UM
轉換電路131的輸出電壓矢量的q軸分量所生成的生成值與UM轉換
電路131中的旋轉坐標轉換矩陣152的旋轉角度同步。

三相電壓型交直轉換電路140根據基于PWM指令由柵極信號發
生器141所產生的柵極信號的脈寬將來自未圖示的三相交流源的電力
轉換為直流電力。三相交流源例如能夠例示配電系統網。另外,三相
電壓型交直轉換電路140根據基于PWM指令由柵極信號發生器141
所產生的柵極信號的脈寬將來自未圖示的直流電壓源的電力轉換為
三相交流電力。直流電壓源能夠例示由電池等單獨輸出直流電壓的電
壓源、以風力發電等發電方法發電并進行整流而輸出直流電壓的電壓
源、或者控制直流電容器的電壓并輸出直流電壓的電壓源。在這種情
況下,也可以設為:在UM轉換電路131的連接點與交流端子122之
間還具備阻流電感器(blocking?inductor),經由阻流電感器從交流
端子122輸出三相輸出電壓的每一個。能夠防止三相電壓型交直轉換
電路140中的PWM分量向交流端子122流出。

在圖4以及圖5中表示三相電壓型交直轉換電路的概要結構圖。

圖4所示的三相電壓型交直轉換電路140-1具備:三相電壓型交
直轉換部142,從交流端子122看具有內部等效阻抗,根據產生的柵
極信號的脈寬由直流端子121接受來自直流電壓源的電力并轉換為三
相交流電力而從交流端子122輸出,或者根據柵極信號的脈寬將來自
與交流端子122連接的配電系統網的電力轉換為直流電力并從直流端
子121輸出;電流檢測電路143,檢測來自三相電壓型交直轉換部142
的三相輸出電流、或者來自交流端子122的三相輸入電流,輸出根據
三相輸出電流或者三相輸入電流的大小所生成的信號;柵極信號發生
器141,產生并輸出柵極信號使得PWM指令與來自電流檢測電路143
的輸出的差分接近零;以及三相交流濾波器電路145,從三相電壓型
交直轉換部142的三相輸出電壓去除在三相電壓型交直轉換部142中
以柵極信號為起因的高頻分量,并進行輸出。

另外,圖5所示的三相電壓型交直轉換電路140-2,代替圖4的
電流檢測電路143而具備電壓檢測電路144,該電壓檢測電路144檢
測來自三相電壓型交直轉換部142的三相輸出電壓、或者來自交流端
子122的三相輸入電壓,輸出根據三相輸出電壓的大小所生成的信號。
在這種情況下,柵極信號發生器141產生并輸出柵極信號,使得PWM
指令與來自電壓檢測電路144的輸出的差分接近零。

圖4以及圖5所示的三相電壓型交直轉換部142所具有內部等效
阻抗,既能夠如后述那樣地通過圖1的三相電壓型交直轉換裝置111
內的控制變量來設置,也能夠通過在圖4以及圖5的三相電壓型交直
轉換電路140-1、140-2的交流端子122側連接電阻、電抗器、三相變
壓器或者這些的組合來設置。例如,既可以在三相電壓型交直轉換電
路140-1、140-2的交流端子122側分別串聯連接電阻或者電抗器,另
外也可以在連接了電阻的情況下在電阻的后級分別串聯連接電抗器。
另外,也可以在三相電壓型交直轉換電路140-1、140-2的交流端子
122側連接三相變壓器。另外,也可以在三相電壓型交直轉換電路
140-1、140-2的交流端子122側分別連接了電抗器的情況下,在電抗
器的后級連接三相變壓器。并且,也可以在三相電壓型交直轉換電路
140-1、140-2的交流端子122側分別連接了電阻、在電阻的后級分別
串聯連接了電抗器的情況下,在該電抗器的后級連接三相變壓器。這
樣,三相電壓型交直轉換部142通過具有內部等效阻抗,圖1的三相
電壓型交直轉換裝置111能夠作為電壓源或者負荷而與電力系統連
接。

通過將圖1的三相電壓型交直轉換電路140設為圖4或者圖5
所示的結構,三相電壓型交直轉換裝置111具備三相交流濾波器電路
145(圖4以及圖5),因此能夠從來自三相電壓型交直轉換部142的
輸出中去除在三相電壓型交直轉換部142中的以柵極信號為起因的高
頻分量。另外,在從直流電壓源向交流端子122提供電力的情況下,
在電流檢測電路143或者電壓檢測電路144中檢測來自三相電壓型交
直轉換部142的電流或者電壓,在柵極信號發生器141中產生柵極信
號使得PWM指令與來自電流檢測電路143或者電壓檢測電路144的
輸出的差分接近零,從而能夠進行控制使得電流誤差在允許范圍內、
或者使輸出電壓追蹤PWM指令。另一方面,在從配電系統網向直流
端子121提供電力的情況下,在電流檢測電路143或者電壓檢測電路
144中檢測來自交流端子122的電流或者電壓,在柵極信號發生器141
中產生柵極信號使得PWM指令與來自電流檢測電路143或者電壓檢
測電路144的輸出的差分接近零,從而能夠進行控制使得電流誤差在
允許范圍內、或者使輸出電壓追蹤PWM指令。

這里,在圖6中表示圖4以及圖5中的三相電壓型交直轉換部的
概要結構圖。另外,在圖7中表示圖4以及圖5中的三相交流濾波器
電路的概要結構圖。

圖6所示的三相電壓型交直轉換部142具備6個自己消弧型開關
146g-146l和6個二極管146a-146f,構成三相橋。自己消弧型開關
146g-146l是根據輸入信號的導通/關斷來切換開關的導通/關斷的元
件,能夠例示GTO(柵極可關斷晶體管)、IGBT(絕緣柵雙極型晶
體管)。三相電壓型交直轉換部142根據來自圖4或者圖5所示的柵
極信號發生器141的指令通過脈沖信號針對6個自己消弧型開關
146g-146l的每一個切換6個開關的導通/關斷,從而能夠將來自直流
電壓源123的電力轉換為三相交流電力并從3個交流端子124、125、
126輸出。能夠通改變脈沖信號的脈寬而使輸出電壓變化。另一方面,
三相電壓型交直轉換部142根據來自圖4或者圖5所示的柵極信號發
生器141的指令通過脈沖信號針對6個自己消弧型開關146g-146l的
每一個切換6個開關的導通/關斷,從而能夠將來自與交流端子124、
125、126連接的配電系統網的電力轉換為直流電力并從直流端子
121-1、121-2輸出。能夠通改變脈沖信號的脈寬而使輸出電壓變化。
此外,在圖6中直流端子121-1、121-2與作為概要圖的圖1的直流端
子121相對應。

圖7所示的三相交流濾波器電路145在由輸入側的交流端子
124、125、126接受來自圖4或者圖5的三相電壓型交直轉換部142
的三相輸出并從輸出側的交流端子122-1、122-2、122-3輸出的之間,
具備:電流控制用電感器147d、147e、147f,控制各相中的電流;以
及連接在各相間的電阻147a、147b、147c、以及電容器147g、147h、
147i。電流控制用電感器147d、147e、147f、電阻147a、147b、147c
以及電容器147g、147h、147i的各容量能夠根據來自輸出側的交流端
子122-1、122-2、122-3的輸出信號的頻率特性而適當確定。此外,
也可以沒有電阻147a、147b、147c。在圖4以及圖5的三相電壓型交
直轉換電路140-1、140-2中,能夠作為三相交流濾波器電路145應用
圖7的三相交流濾波器電路145而去除三相電壓型交直轉換部142中
的以柵極信號為起因的高頻分量。此外,在圖7中,交流端子122-1、
122-2、122-3與作為概要圖的圖1的交流端子122相對應。

圖1的UM轉換電路131通過下面的數式(1)~(3)將交流端
子122中的三相電壓轉換到dq旋轉坐標空間上并輸出,該dq旋轉坐
標空間將與該三相電壓的振幅相關的分量設為d軸分量,將與頻率差
相關的分量設為q軸分量。在數式(3)中,將輸入到UM轉換電路
131的三相電壓設為(Va,Vb,Vc),將來自UM轉換電路131的
輸出電壓矢量(d軸分量,q軸分量)設為(Vd,Vq)。在圖1中,
UM轉換電路131分別輸出到頻率控制電路150、第一下位電壓控制
電路160以及第一上位電壓控制電路170。這里,當通過數式(1)~
(3)進行UM轉換的運算時,檢測交流端子122的三相電壓。在這種
情況下,也可以設為三相電壓中的三相都進行檢測,但是在三相電壓
中,如果確定了任意2個電壓,則剩下的1個電壓也被確定,因此
UM轉換電路131也可以設為檢測三相電壓中的任意2個。另外,也
可以設為在UM轉換電路131的前級具備低通濾波器,經由低通濾波
器來檢測向UM轉換電路131的三相電壓。能夠從三相電壓去除PWM
分量而穩定三相電壓型交直轉換裝置111的控制。另外,也可以設為
在UM轉換電路131的后級具備低通濾波器,經由低通濾波器來輸出
來自UM轉換電路131的輸出電壓矢量。能夠從來自UM轉換電路
131的輸出電壓矢量去除PWM分量而穩定三相電壓型交直轉換裝置
111的控制。

[數式1]

U sin θ dq - cos θ dq cos θ dq sin θ dq ]]>

[數式2]

M 2 3 1 - 1 2 - 1 2 0 3 2 - 3 2 ]]>

[數式3]

V d V q UM V a V b V c ]]>

= 2 3 sin θ dq - cos θ dq cos θ dq sin θ dq · - - 1 2 - 1 2 0 3 2 - 3 2 V a V b V c ]]>

= 2 3 sin θ dq sin ( θ dq - 2 3 π ) sin ( θ dq + 2 3 π ) cos θ dq cos ( θ dq - 2 3 π ) cos ( θ dq + 2 3 π ) V a V b V c ]]>

頻率控制電路150使根據規定交流端子122的三相電壓的頻率的
基準頻率、以及來自UM轉換電路131的輸出電壓矢量的q軸分量所
生成的生成值與UM轉換電路131中的旋轉坐標轉換矩陣152的旋轉
角度同步。具體地說,如圖2所示,在環路濾波器153中對作為與三
相電壓的頻率差相關的分量的q軸分量附加低通要素而由第二時間積
分器155進行時間積分并輸出。在環路濾波器153中附加的低通要素
能夠例示一次延遲要素等延遲要素。由此,能夠穩定反饋環。

另外,使生成值157與UM轉換電路131中的旋轉坐標轉換矩
陣152的旋轉角度同步,該生成值157是在第一時間積分器154中對
從基準頻率設定器151輸出的基準頻率進行時間積分、在加法器中156
中對上述時間積分得到的積分值相加來自第二時間積分器155的積分
值所生成的。由此,能夠使該旋轉角度追蹤電力系統的頻率。為了同
步,將相加了來自第一時間積分器154的積分值和來自第二時間積分
器155的積分值的生成值157設為數式(3)的θdq。

這里,在UM轉換電路131中,如所述那樣地輸出與三相電壓
的頻率差相關的分量(q軸分量)。因此,UM轉換電路131中的信
號處理被認為與相位比較處理相當,該相位比較處理對三相電壓與相
加了來自第一時間積分器154的積分值和來自第二時間積分器155的
積分值所生成的生成值157的相位進行比較。另外,相加來自第一時
間積分器154的積分值和來自第二時間積分器155的積分值的信號處
理,被認為與根據來自環路濾波器153的輸出電壓使生成值的值可變
的VCO(Voltage?Controlled?Oscillator:壓控振蕩器)的信號處理相
當。因此,UM轉換電路131以及頻率控制電路150,作為整體被認
為進行作為PLL的動作,該PLL使相加了來自第一時間積分器154
的積分值和來自第二時間積分器155的積分值所生成的生成值157與
交流端子122的三相電壓的頻率同步。因此,能夠與PLL的情況相
同地求出維持同步的頻率范圍(同步保持范圍(鎖定范圍))和頻率
引入范圍(捕獲范圍)。

在圖1的第一上位電壓控制電路170中,輸入由針對交流端子
122的三相電壓的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值
所構成的上位指令矢量520。而且,根據輸入的上位指令矢量520以
及來自UM轉換電路131的輸出電壓矢量,生成使得交流端子122的
三相電壓的振幅以及頻率接近上位指令矢量520的指令值的信號,并
將所生成的信號作為電壓指令矢量輸出。具體地說,如圖2所示,在
減法器171中對來自UM轉換電路131的輸出矢量和上位指令矢量
520進行減法運算,由第一上位控制放大器172進行放大使得電力系
統的振幅以及頻率接近上位指令矢量520的指令值,生成并輸出電壓
指令矢量。由此,在電力系統的振幅以及頻率變化的情況下,也能夠
檢測出針對該振幅以及頻率的三相電壓型交直轉換裝置111的三相輸
出電力的振幅以及頻率的各自的偏差量。這里,在第一上位控制放大
器172中,也可以在來自減法器171的輸出矢量中附加低通要素。由
此,能夠穩定反饋環。另外,也可以設為在第一上位控制放大器172
的后級還具備限幅器,經由限幅器來輸出來自第一上位控制放大器
172的輸出矢量。能夠防止過輸出而穩定控制。

圖1的第一下位電壓控制電路160根據規定交流端子122的三相
電壓的振幅以及相位的基準電壓矢量、來自UM轉換電路131的輸出
電壓矢量以及來自第一上位電壓控制電路170的電壓指令矢量,生成
使得三相電壓的振幅以及相位接近基準電壓矢量與電壓指令矢量的
合成值的信號,并將所生成的信號作為PWM指令輸出。另外,基準
電壓矢量是通過第一基準電壓矢量設定器161預先設定的。該基準電
壓矢量在二相中成為交流端子122的三相電壓的振幅和相位的基準。

具體地說,如圖2所示,在加法器162中對在第一基準電壓矢量
設定器161中預先設定的基準電壓矢量相加來自第一上位電壓控制電
路170的電壓指令矢量,追加電力系統的振幅以及相位的偏差的補償
量。另外,在減法器163中減去來自UM轉換電路131的輸出電壓矢
量,由第一電壓控制器164轉換與電力系統的振幅以及相位的差分,
使得接近基準電壓矢量與電壓指令矢量的合成值,并進行輸出。并且,
在第一逆U轉換器165中將來自第一電壓控制器164的dq空間上的
輸出矢量轉換到αβ空間上,并作為向三相電壓型交直轉換電路140
的PWM指令輸出。由此,補償在第一上位電壓控制電路170中檢測
的偏差量,并且能夠控制三相電壓型交直轉換裝置111的振幅以及相
位,使得在從直流電力向交流電力進行轉換時的三相電壓型交直轉換
裝置111的三相輸出電壓的振幅以及相位與電力系統的振幅以及相位
一致。另一方面,檢測在從交流電力向直流電力進行轉換時的交流端
子122中的三相交流的振幅以及頻率,并與由上位指令矢量520所指
定的振幅以及頻率進行比較。而且,當交流端子122中的三相交流的
振幅小時,為了增加交流端子122的電壓而產生無效功率,當交流端
子122的振幅大時,為了減少交流端子122的三相交流的電壓而減小
無效功率。另外,當交流端子122的三相交流的頻率小時減少從直流
端子121輸出的電力,當交流端子122的三相交流的頻率大時增大從
直流端子121輸出的電力。

另外,三相電壓型交直轉換裝置111在進行控制“使得接近上位
指令矢量520”的結果是,如下那樣地進行動作。在交流端子122的頻
率比上位指令矢量520的頻率指令值大的情況下,三相電壓型交直轉
換裝置111將來自交流端子122的交流轉換為直流并從直流端子121
提供直流電力。提供的直流電力的大小與交流端子122的頻率和上位
指令矢量520的頻率指令值的差分相應。另一方面,在交流端子122
的頻率比上位指令矢量520的頻率指令值小的情況下,三相電壓型交
直轉換裝置111將來自直流端子121的直流轉換為交流并向交流端子
122提供交流電力。提供的交流電力的大小與交流端子122的頻率和
上位指令矢量520的頻率指令值的差分相應。

另外,三相電壓型交直轉換裝置111在交流端子122的電壓比上
位指令矢量520的電壓指令值大的情況下,減小自身的無效功率,在
交流端子122的電壓比上位指令矢量520的電壓指令值小的情況下,
加大自身的無效功率。無效功率的大小與交流端子122的電壓和上位
指令矢量520的電壓指令值的差分相應。

第一電壓控制器164例如能夠應用放大器。這里,也可以設為在
減法器163與第一電壓控制器164之間還具備低通濾波器,經由低通
濾波器輸出來自減法器163的輸出矢量。能夠去除PWM分量而穩定
第一電壓控制器164中的控制。另外,也可以設為在減法器163與第
一電壓控制器164之間(在該位置具備低通濾波器的情況下,在低通
濾波器與第一電壓控制器164之間)還具備電壓限幅器,經由電壓限
幅器輸出來自減法器163的輸出矢量。能夠抑制三相電壓型交直轉換
裝置111啟動時的輸出電壓的過渡變動。另外,也可以設為在第一電
壓控制器164與第一逆U轉換器165之間(在設有后述的濾波器電流
補償器、PWM電流偏差補償器以及前饋放大器的情況下,在相加這
些單元的輸出的加法器與第一逆U轉換器165之間)還具備電流限幅
器,經由電流限幅器輸出來自第一電壓控制器164的輸出矢量,在穩
定時、過渡時都能夠防止流過三相電壓型交直轉換裝置111的開關設
備的過電流。

在圖3中表示其它方式的三相電壓型交直轉換裝置的概要結構
圖。

圖3的三相電壓型交直轉換裝置111在圖2所示的三相電壓型交
直轉換裝置111中還具備:電流檢測電路134,檢測交流端子122的
三相輸出電流;以及UM轉換電路135,將電流檢測電路134的檢測
電流信號轉換到dq旋轉坐標空間上并輸出,是在加法器169中對來
自第一電壓控制器164的輸出矢量進一步相加了來自濾波器電流補償
器166、PWM電流偏差補償器167以及前饋放大器168的輸出矢量
的方式。在這種情況下,三相電壓型交直轉換電路140能夠應用通過
圖4或者圖5說明過的某一個三相電壓型交直轉換電路140-1、140-2。
因此,在圖3中,設為應用圖4或者圖5的某一個的三相電壓型交直
轉換電路140-1、140-2。另外,UM轉換電路135中的dq轉換與由
數式(1)~(3)進行說明的坐標轉換相同。即、UM轉換電路135
將電流檢測電路134的檢測電流信號中與該檢測電流信號的有效功率
相關的分量設為d軸分量而將與無效功率相關的分量設為q軸分量并
進行輸出。

濾波器電流補償器166輸出規定為補償三相電壓型交直轉換電
路140內的三相交流濾波器電路145(圖4或者圖5)中的電流損失
量的電流補償矢量。由此,在三相電壓型交直轉換裝置111中,能夠
通過預先在濾波器電流補償器166中設定圖4或者圖5的三相交流濾
波器電路145中的電流損失量、并相加到來自第一電壓控制器164的
輸出矢量而補償該損失。另外,PWM電流偏差補償器167輸出規定
為補償來自三相電壓型交直轉換電路140的三相輸出電流的電流偏差
的電流偏差補償矢量。由此,在三相電壓型交直轉換裝置111中,能
夠通過預先在PWM電流偏差補償器167中設定設PWM指令為零指
令時的三相電壓型交直轉換電路140中的電流偏差量、并相加到來自
第一電壓控制器164的輸出矢量而補償該損失。另外,前饋放大器168
以規定的前饋增益放大并輸出來自UM轉換電路135的輸出電流矢量
以使得補償流過交流端子122的電流。由此,在三相電壓型交直轉換
裝置111中,通過在電流檢測電路134中檢測交流端子122的三相輸
出電流并進行dq轉換而檢測三相輸出電流的有效/無效分量,通過將
這些值經過前饋放大器168相加到來自第一電壓控制器164的輸出矢
量,即使負荷電流變化也能夠產生穩定的輸出電壓。

這里,說明在圖3所示的三相電壓型交直轉換裝置中應用圖4
的三相電壓型交直轉換電路時的電壓控制特性。

將圖4的三相電壓型交直轉換部142中的作為電流放大器的增益
設為GPWM,將針對零指令矢量的來自三相電壓型交直轉換部142的
三相輸出電流的電流偏差設為-GPWMM1[D](其中,[]在說明書正文中
表示矢量。以下相同。)。這里,M1是從αβ空間向三相分量的轉換
矩陣,由下面的數式(4)來表示。

[數式4]

M 1 2 3 1 0 - 1 2 3 2 - 1 2 - 3 2 ]]>

-GPWMM1[D]是通過使根據由電流檢測電路143檢測出的電流的
大小而輸出的信號反饋到柵極信號發生器141所生成的固有的值。另
外,將流過三相交流濾波器電路145的三相電流設為[ip]。在這種情況
下,圖3的PWM電流偏差補償器167中的電流補償量是U[D]。另外,
在圖3中將第一電壓控制器164設為放大器,將該放大器的反饋增益
設為α,前饋放大器168中的前饋增益設為β。另外,設上位指令矢
量520為[Vmu],設第一上位控制放大器172的增益為κ。設交流端子
122的三相輸出電流為[is],設三相輸出電壓為[V]。另外,設第一基準
電壓矢量設定器161中的基準電壓矢量為[Vc]。此外,設圖4的三相
交流濾波器電路145中的電流損失量為零,設三相交流濾波器電路145
的阻抗為ZF。在上述前提下,來自圖3的第一下位電壓控制電路160
的PWM指令[j]能夠如下地導出。

[數式5]

j = U - 1 ( α ( κ ( V mu - UM V ) + V c - UM V ) + βUM i s + U D ) ]]>

i p = G PWM M 1 ( j - D ) ]]>

i p = i s + V Z F ]]>

其中,與說明書正文中的記載的對應關系是:

j = [ j ] ]]>

V mu = [ V mu ] , ]]> V = [ V ] , ]]> V c = [ V c ] ]]>

i s = [ i s ] , ]]> i p = [ i p ] ]]>

D = [ D ] ]]>

關于三相輸出電壓V,能夠從上述數式(5)導出下面的公式。

[數式6]

V = α G PWM M 1 U - 1 ( κ V mu + V c ) α ( κ + 1 ) G PWM + 1 Z F - 1 - β G PWM α ( κ + 1 ) G PWM + 1 Z F i s ]]>

根據上述數式(6),能夠以下面的數式(7)來表示圖4所示的
三相電壓型交直轉換電路140-1的內部等效阻抗。即,能夠根據圖3
的三相電壓型交直轉換裝置111內的控制參數α、β以及κ,使三相電
壓型交直轉換電路140-1的三相電壓型交直轉換部142具有內部等效
阻抗。

[數式7]

1 - β G PWM α ( κ + 1 ) G PWM + 1 Z F [ Ω ] ]]>

如以上所說明那樣,圖1~圖3的三相電壓型交直轉換裝置111
具有內部等效阻抗,因此作為能夠電壓源與電力系統連接而運行,并
且具備頻率設定電路、第一上位電壓控制電路以及第一下位電壓控制
電路,所以能夠實現自主地補償針對電力系統的電力偏差的自主并行
運行。因此,裝置的可靠性得到提高并且能夠實現分散配置。并且,
在多臺并列運行的情況下,能夠沒有臺數限制地運行。并且,三相電
壓型交直轉換裝置111具有自由調節特性,因此能夠根據配電系統網
的頻率而增減從直流端子121輸出的直流電力。另外,三相電壓型交
直轉換裝置111具有電壓維持特性,因此能夠為了根據配電系統網的
電壓將從直流端子121輸出的直流電壓保持為恒定而增減無效功率。

(第2實施方式)

在圖8以及圖9中表示本實施方式的單相電壓型交直轉換裝置的
概要結構圖。

圖8所示的單相電壓型交直轉換裝置211具備:單相電壓型交直
轉換電路240,從交流端子222看具有內部等效阻抗,根據基于PWM
指令所產生的柵極信號的脈寬將來自與直流端子221連接的直流電壓
源的電力轉換為單相交流電力并從交流端子222輸出、或者將來自與
交流端子222連接的單相交流源的單相交流電力轉換為直流電力并從
直流端子221輸出;相位差生成電路230,具有產生使交流端子222
的單相交流相位延遲了的延遲單相交流的相位延遲單相交流生成器,
根據所述延遲單相交流生成與交流端子222的單相交流電壓和單相電
壓型交直轉換電路240的內部電動勢的相位差相應的相位差電壓;上
位電壓控制電路270,輸入由針對交流端子222的單相交流的振幅的
電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所構成的上位指令矢量
520,根據輸入的上位指令矢量520、來自相位差生成電路230的相位
差電壓以及交流端子222的單相交流輸出,輸出以交流端子222的單
相交流的振幅以及頻率接近上位指令矢量520的指令值的方式生成的
電壓指令信號以及頻率指令信號;頻率控制電路250,根據規定交流
端子222的單相交流的頻率的基準頻率、來自上位電壓控制電路270
的頻率指令信號以及來自相位差生成電路230的相位差電壓來生成生
成電角度,使單相電壓型交直轉換電路240的內部電動勢的電角度與
生成電角度同步;以及下位電壓控制電路260,根據交流端子222的
單相交流電壓、來自頻率控制電路250的生成值以及來自上位電壓控
制電路270的電壓指令信號,將以單相輸出電壓的振幅、頻率以及相
位接近規定交流端子222的單相交流的振幅的基準電壓、所述電壓指
令信號以及所述生成值的合成值的方式生成的信號作為所述PWM指
令輸出。

單相電壓型交直轉換電路240根據基于PWM指令而通過柵極信
號發生器241所產生的柵極信號的脈寬將來自未圖示的單相交流源的
電力轉換為直流電力。單相交流源例如能夠例示配電系統網。另外,
單相電壓型交直轉換電路240根據基于PWM指令而通過柵極信號發
生器241所產生的柵極信號的脈寬將來自未圖示的直流電壓源的電力
轉換為單相交流電力。直流電壓源能夠例示由電池等單獨輸出直流電
壓的電壓源、以風力發電等發電方法發電并進行整流而輸出直流電壓
的電壓源、或者控制直流電容器的電壓而輸出直流電壓的電壓源。在
這種情況下,也可以設為在輸出電壓檢測電路231的連接點與交流端
子222之間還具備阻流電感器,經由阻流電感器從交流端子222輸出
單向交流。能夠防止單相電壓型交直轉換電路240中的PWM分量向
交流端子222流出。

在圖11以及圖12中表示單相電壓型交直轉換電路的概要結構
圖。

圖11所示的單相電壓型交直轉換電路240-1具備:單相電壓型
交直轉換部242,從交流端子222看具有內部等效阻抗,根據所產生
的柵極信號的脈寬通過直流端子221接受來自直流電壓源的電力并轉
換為單相交流電力而從交流端子222輸出、或者根據柵極信號的脈寬
將來自與交流端子222連接的配電系統網的電力轉換為直流電力并從
直流端子221輸出;電流檢測電路243,檢測來自單相電壓型交直轉
換部242的單相交流輸出電流、或者來自交流端子222的單相輸入電
流,輸出根據單相交流輸出電流或者單相輸入電流的大小所生成的信
號;柵極信號發生器241,產生并輸出柵極信號,使得PWM指令與
來自電流檢測電路243的輸出的差分接近零;以及單相交流濾波器電
路245,從單相電壓型交直轉換部242的單相交流去除單相電壓型交
直轉換部242中的以柵極信號為起因的高頻分量并輸出。

另外,圖12所示的單相電壓型交直轉換電路240-2代替圖11的
電流檢測電路243而具備電壓檢測電路244,該電壓檢測電路244檢
測來自單相電壓型交直轉換部242的單相交流輸出電壓、或者來自交
流端子222的單相輸入電壓,輸出根據電壓的大小所生成的信號。在
這種情況下,柵極信號發生器241產生并輸出柵極信號,使得PWM
指令與來自電壓檢測電路244的輸出的差分接近零。

圖11以及圖12所示的單相電壓型交直轉換部242所具有內部等
效阻抗既能夠如后述那樣地通過圖8的單相電壓型交直轉換裝置211
內的控制變量而設置,也能夠通過在圖11以及圖12的單相電壓型交
直轉換電路240-1、240-2的交流端子222側連接電阻、電抗器或者單
相變壓器或者這些組合而設置。例如,既可以在單相電壓型交直轉換
電路240-1、240-2的交流端子222側分別串聯連接電阻或者電抗器,
也可以在連接了電阻的情況下在電阻的后級分別串聯連接電抗器。另
外,也可以在單相電壓型交直轉換電路240-1、240-2的交流端子122
側連接單相變壓器。另外,也可以在單相電壓型交直轉換電路240-1、
240-2的交流端子222側分別連接了電抗器的情況下,在電抗器的后
級連接單相變壓器。并且,也可以在單相電壓型交直轉換電路240-1、
240-2的交流端子222側分別連接電阻、且在電阻的后級分別串聯連
接了電抗器的情況下,在該電抗器的后級連接單相變壓器。這樣,由
于單相電壓型交直轉換電路240具有內部等效阻抗,圖8的單相電壓
型交直轉換裝置211能夠作為電壓源或者負荷與電力系統連接。

通過將圖8的單相電壓型交直轉換電路240設為圖11或者圖12
所示的結構,由于單相電壓型交直轉換裝置211具備單相交流濾波器
電路245(圖11以及圖12),因此能夠從來自單相電壓型交直轉換
部242的輸出去除單相電壓型交直轉換部242中的以柵極信號為起因
的高頻分量。另外,在從直流電壓源向交流端子222提供電力的情況
下,在電流檢測電路243或者電壓檢測電路244中檢測來自單相電壓
型交直轉換部242的電流或者電壓,在柵極信號發生器241中產生柵
極信號使得PWM指令與來自電流檢測電路243或者電壓檢測電路
244的輸出的差分接近零,從而能夠進行控制使得電流誤差在允許范
圍內、或者使輸出電壓追蹤PWM指令。另一方面,在從配電系統網
向直流端子221提供電力的情況下,在電流檢測電路243或者電壓檢
測電路244中檢測來自交流端子222的電流或者電壓,在柵極信號發
生器241中產生柵極信號,使得PWM指令與來自電流檢測電路243
或者電壓檢測電路244的輸出的差分接近零,從而能夠進行控制使得
電流誤差在允許范圍內、或者使輸出電壓追蹤PWM指令。

這里,在圖13中表示圖11以及圖12中的單相電壓型交直轉換
部的概要結構圖。另外,在圖14中表示圖11以及圖12中的單相交
流濾波器電路的概要結構圖。

圖13所示的單相電壓型交直轉換部242具備4個自己消弧型開
關246g、246h、246k、246l以及4個二極管246a、246b、246e、246f。
自己消弧型開關246g、246h、246k、246l是根據輸入信號的導通/關
斷來切換開關的導通/關斷的元件,能夠例示MOSFET(MOS型場效
應晶體管)、IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)。單相電壓型交直轉換
部242作為輸入信號從圖11或者圖12所示的柵極信號發生器241輸
入柵極信號。單相電壓型交直轉換部242根據柵極信號通過脈沖信號
對4個自己消弧型開關246g、246h、246k、246l的每一個切換4個開
關的導通/關斷,從而能夠將來自直流電壓源223的電力轉換為單相交
流電力并從交流端子224、226輸出。能夠通過改變脈沖信號的脈寬
而使輸出電壓變化。另一方面,單相電壓型交直轉換部242根據來自
圖11或者圖12所示的柵極信號發生器241的指令通過脈沖信號對4
個自己消弧型開關246g、246h、246k、246l的每一個切換4個開關的
導通/關斷,從而能夠將從來自與交流端子224、226連接的配電系統
網的電力轉換為直流電力并從直流端子221-1、221-2輸出。能夠通過
改變脈沖信號的脈寬來使輸出電壓變化。此外,在圖13中直流端子
221-1、221-2與作為概要圖的圖8的直流端子221相對應。

圖14所示的單相交流濾波器電路245在由輸入側的交流端子
224、226接受來自圖11或者圖12的單相電壓型交直轉換部242的單
相輸出并從輸出側的交流端子222-1、222-3輸出的之間,具備:控制
電流的電感器247d、連接在交流端子222-1與交流端子222-3之間的
電阻247a、以及電容器247g。電感器247d、電阻247a以及電容器
247g的各容量能夠根據來自輸出側的交流端子222-1、222-3的輸出
信號的頻率特性來適當確定。此外,也可以省略電阻247a,將電容器
247g連接在交流端子222-1與交流端子222-3之間。在圖11以及圖
12的單相電壓型交直轉換電路240-1、240-2中,作為單相交流濾波
器電路245應用圖14的單相交流濾波器電路245,能夠去除單相電壓
型交直轉換部242中的以柵極信號為起因的高頻分量。此外,在圖14
中交流端子222-1、222-3與作為概要圖的圖8的交流端子222相對應。

圖8的輸出電壓檢測電路231檢測交流端子222的單相交流電
壓,并分別輸出到相位差生成電路230、下位電壓控制電路260以及
上位電壓控制電路270。另外,也可以設為在輸出電壓檢測電路231
的前級具備低通濾波器,經由低通濾波器檢測向輸出電壓檢測電路
231的單相交流電壓。能夠從單相交流電壓去除PWM分量而穩定單
相電壓型交直轉換裝置211的控制。另外,也可以設為在輸出電壓檢
測電路231的后級具備低通濾波器,經由低通濾波器輸出來自輸出電
壓檢測電路231的輸出電壓。能夠從來自輸出電壓檢測電路231的輸
出電壓去除PWM分量而穩定單相電壓型交直轉換裝置211的控制。

圖8的相位差生成電路230生成與交流端子222的單相交流電壓
VFIL(t)和單相電壓型交直轉換電路240的內部電動勢的相位差相應
的相位差電壓。圖15是相位差生成電路230的概要結構圖的一個例
子。相位差生成電路230具有:相位延遲單相交流生成器235,從單
相交流生成延遲了規定相位的延遲單相交流,該單相交流是從端子
233-1輸入的;相位差電壓生成器236,根據單相交流電壓、來自相位
延遲單相交流生成器235的延遲單相交流的電壓以及從端子233-3輸
入值生成相位差電壓,該單相交流電壓是從端子233-1輸入的;以及
端子233-2,輸出相位差電壓。在圖15中,相位延遲單相交流生成器
235使延遲單相交流的相位大致延遲90°,但延遲的相位只要不是0°
以及180°,則可以是任意角度。

在端子233-1中輸入由輸出電壓檢測電路231所檢測出的單相交
流電壓VFIL(t)。在端子233-3中,輸入后述的頻率控制電路250所
生成的生成電角度257。交流端子222的單相交流電壓VFIL(t)以數
式8來表示。

[數式8]

V FIL ( t ) = 2 E s · sin ( ω S t + θ S ) - - - [ V ] ]]>

這里,ωs:角頻率[rad/s],θs:相位角[rad],Es:有效值[V]。此
外,設相位角的基準為內部電動勢。

在交流端子222的單相交流的角頻率ωs與單相電壓型交直轉換
電路240的基準角頻率ωco相等的情況下,單相交流電壓VFIL(t)與
相位延遲單相交流電壓V”FIL(t)的相位差為90°,相位延遲單相交
流生成器235所生成的相位延遲單相交流電壓V”FIL(t)以數式9來
表示。

[數式9]

V FIL ( t ) = V FIL ( t - π 2 ω co ) = 2 E s · sin ( ω s t + θ s - π ω s 2 ω co ) ]]>

= - 2 E s · cos ( ω s t + θ s ) ]]>

相位差電壓生成器236根據單相交流電壓VFIL(t)、相位延遲
單相交流電壓V”FIL(t)以及頻率控制電路250所生成的生成值輸出
相位差電壓Vq(t)。相位差電壓Vq(t)以數式10來表示。

[數式10]

V q ( t ) = V FIL ( t ) · cos θ i + V FIL ( t ) · sin θ i ]]>

= 2 E s { sin ( ω s t + θ s - θ i ) + π ( ω co - ω s ) 2 ω co sin ( ω s t + θ s ) sin θ i } ]]>

= 2 E s · sin ( ω s t + θ s - θ i ) ]]>

如果θi的角速度不等于ωs,數式10成為常數。θs是內部等效阻
抗兩端電壓的相位差,所以一般比較小。因此,Vq(t)能夠近似為
數式11。

[數式11]

V q ( t ) = 2 E s · θ s ]]>

相位差生成電路230將所生成的相位差電壓分別輸出到頻率控
制電路250以及上位電壓控制電路270。此外,這里僅示出了ωs與ωco
相等的情況,但在不相等的情況下也能夠得到相同的近似解,沒有實
用上的問題。

頻率控制電路250根據規定交流端子222的單相交流的頻率的基
準頻率、來自上位電壓控制電路270的頻率指令信號以及來自相位差
生成電路230的輸出信號確定單相電壓型交直轉換電路240的內部電
動勢的電角度。具體地說,如圖9所示,第二加法器256相加來自上
位電壓控制電路270的頻率指令信號和來自相位差生成電路230的相
位差電壓。環路濾波器253對第二加法器256輸出的信號的頻率分量
過濾作為單相交流的頻率差相關的分量的低頻分量。在環路濾波器
253中附加的低通要素例如是一次延遲要素等延遲要素。由此,能夠
穩定反饋環。

另外,第三加法器258相加從基準頻率設定器251輸出的基準頻
率和環路濾波器253的輸出值。時間積分器255對來自第三加法器258
的輸出進行時間積分。時間積分器255通過對來自第三加法器258的
輸出進行時間積分而得到成為固有角度θi的生成電角度257。

生成電角度257通過下位電壓控制電路260的第二乘法器265
而成為單相電壓型交直轉換電路240的內部電動勢的電角度。由此,
能夠使該旋轉角度追蹤電力系統的頻率。

這里,在相位差生成電路230中,如所述那樣地輸出相位差電壓,
該相位差電壓與交流端子222的單相交流電壓和單相電壓型交直轉換
電路240的內部電動勢的相位差相應。因此,相位差生成電路230中
的信號處理,被認為與對單相交流和來自頻率控制電路250的生成電
角度257的相位進行比較的相位比較處理相當。另外,相加來自基準
頻率設定器251的基準頻率和來自環路濾波器253的輸出值并進行積
分的信號處理,被認為與根據來自環路濾波器253的輸出電壓使生成
電角度257的值可變的VCO(Voltage?Controlled?Oscillator:壓控振
蕩器)的信號處理相當。因此,相位差生成電路230以及頻率控制電
路250,作為整體被認為進行作為PLL的動作,該PLL使生成電角
度257與交流端子222的單相電壓的頻率同步。

在圖8的上位電壓控制電路270中,輸入由針對交流端子222
的單相交流的振幅的電壓振幅指令值以及針對頻率的頻率指令值所
構成的上位指令矢量520,根據來自頻率控制電路250的生成電角度
257、來自相位差生成電路230的相位差電壓以及交流端子222的單
相交流,輸出以交流端子222的單相交流的振幅以及頻率接近上位指
令矢量520的指令值的方式生成的電壓指令信號以及頻率指令信號。
在上位電壓控制電路270中,也可以不直接輸入上位指令矢量520,
而是經由確定上位指令矢量520的上限和下限的限幅器521來輸入。
具體地說,如圖9所示,第一乘法器273對在來自頻率控制電路250
的生成電角度257的正弦值上乘以√2,并對所得到的值和上位指令矢
量520的電壓振幅指令值進行乘法運算。第一減法器271a從來自第
一乘法器273的信號減去交流端子222的交流輸出電壓。第一上位控
制放大器272a放大來自第一減法器271a的信號,使得交流端子222
的單相交流接近上位指令矢量520的所述指令值,并作為電壓指令信
號而輸出。另外,第二減法器271b從在上位指令矢量520的頻率指
令值上乘以√2而得到的值減去來自相位差生成電路230的相位差電
壓。第二上位控制放大器272b放大來自第二減法器271b的信號,使
得交流端子222的單相交流的頻率接近上位指令矢量520的所述指令
值,并作為頻率指令信號而輸出。

由此,即使電力系統的振幅以及頻率變化也能夠檢測針對該振幅
以及頻率的單相電壓型交直轉換裝置211的單相輸出電力的振幅以及
頻率的各自的誤差量。這里,也可以設為在第一上位控制放大器272a
以及第二上位控制放大器272b中,在來自在第一減法器271a以及第
二減法器271b的輸出上附加低通要素。由此,能夠穩定反饋環。另
外,也可以設為在第一上位控制放大器272a以及第二上位控制放大
器272b的后級還具備限幅器,并經由限幅器來輸出來自第一上位控
制放大器272a以及第二上位控制放大器272b的輸出。能夠防止過輸
出而穩定控制。

圖8的下位電壓控制電路260根據交流端子222的單相交流、包
含頻率控制電路250的生成電角度257的電角度指令信號以及來自上
位電壓控制電路270的電壓指令信號,將以所述單相交流的振幅、頻
率以及相位接近規定交流端子222的單相交流的振幅的基準電壓、所
述電壓指令信號以及所述電角度指令信號的合成值的方式生成的信
號作為PWM指令輸出。另外,基準電壓是由基準電壓設定器261預
先設定的。該基準電壓成為交流端子222的單相交流的振幅的基準。

具體地說,如圖9所示,基準電壓設定器261設定并輸出基準電
壓。第二乘法器265對在來自頻率控制電路250的生成電角度257的
正弦值上乘以√2而得到的值和來自基準電壓設定器261的基準電壓
進行乘法運算。第一加法器262相加來自上位電壓控制電路270的電
壓指令信號和第二乘法器265所輸出的信號并輸出。第三減法器263
從第一加法器262所輸出的信號減去來自輸出電壓檢測電路231的信
號。電壓控制器264控制第三減法器263所輸出的信號,使得交流端
子222的單相交流接近所述基準電壓、所述電壓指令信號以及所述電
角度指令信號的所述合成值,并作為PWM指令而輸出。

由此,能夠由上位電壓控制電路270來補償所檢測出的偏差量,
并且能夠控制單相電壓型交直轉換裝置211的振幅以及相位,使得從
直流電力向交流電力進行轉換時的單相電壓型交直轉換裝置211的單
相交流的振幅以及相位與電力系統的振幅以及相位一致。另一方面,
檢測從交流電力向直流電力轉換時的交流端子222中的單相交流的振
幅以及頻率,并與由上位指令矢量520所指定的振幅以及頻率進行比
較。而且,當交流端子222中的單相交流的振幅小時,為了增加交流
端子222中的電壓而產生無效功率,當交流端子222的振幅大時,為
了減少交流端子222中的單相交流的電壓而減小無效功率(電壓維持
特性)。另外,當交流端子222中的單相交流的頻率小時,減少從直
流端子221輸出的電力,當交流端子222中的單相交流的頻率大時,
增大從直流端子221輸出的電力(自由調節特性)。

另外,單相電壓型交直轉換裝置211也進行控制“使得接近上位
指令矢量520”的結果是,如在第1實施方式中說明的三相電壓型交直
轉換裝置111那樣地進行動作。

電壓控制器264例如能夠應用放大器。這里,也可以設為在第三
減法器263與電壓控制器264之間還具備低通濾波器,經由低通濾波
器來輸出來自第三減法器263的輸出。能夠穩定電壓控制器264中的
控制。另外,也可以設為在第三減法器263與電壓控制器264之間(在
該位置具備低通濾波器的情況下,在低通濾波器與電壓控制器264之
間)還具備電壓限幅器,經由電壓限幅器來輸出來自第三減法器263
的輸出。能夠抑制單相電壓型交直轉換裝置211啟動時的輸出電壓的
過渡變動。

在圖10中表示其它方式的單相電壓型交直轉換裝置的概要結構
圖。

圖10的單相電壓型交直轉換裝置211是如下方式:在圖9所示
的單相電壓型交直轉換裝置211中還具備經由變流器238來檢測交流
端子222的單相交流輸出電流的輸出電流檢測電路234,在第四加法
器269中對來自電壓控制器264的輸出還相加了來自濾波器電流補償
器266、PWM電流偏差補償器267以及前饋放大器268的輸出。在
這種情況下,單相電壓型交直轉換電路240能夠應用通過圖11或者
圖12說明的任意的單相電壓型交直轉換電路240-1、240-2。因此,
在圖10中,設為應用圖11或者圖12的任意的單相電壓型交直轉換
電路240-1、240-2。

濾波器電流補償器266輸出規定為補償單相電壓型交直轉換電
路240內的單相交流濾波器電路245(圖11或者圖12)中的電流損
失量的電流補償值。由此,在單相電壓型交直轉換裝置211中,通過
在濾波器電流補償器266中預先設定圖11或者圖12的單相交流濾波
器電路245中的電流損失量并相加到來自電壓控制器264的輸出矢量
上,能夠補償該電流損失量。另外,PWM電流偏差補償器267輸出
規定為補償來自單相電壓型交直轉換電路240的單相交流輸出電流的
電流偏差量的電流偏差補償值。由此,在單相電壓型交直轉換裝置211
中,通過在PWM電流偏差補償器267中預先設定將PWM指令設為
零指令時的單相電壓型交直轉換電路240中的電流偏差量、并相加到
來自電壓控制器264的輸出矢量,從而能夠補償該電流偏差量。另外,
前饋放大器268輸入輸出電流檢測電路234所檢測出的單相交流輸出
電流的值,以規定的前饋增益進行放大并輸出,使得補償針對交流端
子222的負荷的電流。由此,在單相電壓型交直轉換裝置211中,在
輸出電流檢測電路234中檢測交流端子222的單相交流輸出電流,通
過通過前饋放大器268將檢測到的值相加到來自電壓控制器264的輸
出值上,即使負荷電流變化也能夠產生穩定的輸出電壓。

限幅器521確定上位指令矢量520的上限和下限,防止過大的上
位指令矢量520輸入到上位電壓控制電路270。

如以上所說明那樣,圖8~圖10的單相電壓型交直轉換裝置211
具有內部等效阻抗,因此能夠作為電壓源與電力系統連接并運行,并
且具備頻率控制電路250、上位電壓控制電路270以及下位電壓控制
電路260,因此能夠實現自主地補償針對電力系統的電力偏差的自主
并行運行。因此,裝置的可靠性得到提高并且能夠實現分散配置。并
且,在多臺并列運行的情況下,能夠沒有臺數限制地運行。并且,單
相電壓型交直轉換裝置211具有自由調節特性,因此能夠根據配電系
統網的頻率來增減從直流端子221輸出的直流電力。另外,單相電壓
型交直轉換裝置211具有電壓維持特性,因此能夠為了根據配電系統
網的電壓而增減無效功率,使得將從直流端子221輸出的直流電壓保
持為恒定。

(第3實施方式)

圖16是說明本實施方式的配電系統301的圖。配電系統301實
施下面的穩定控制方法。在該穩定控制方法中,將電壓型交直轉換裝
置(111或者211)的交流端子(122或者222)與配電系統網311連
接,將直流端子(121或者221)與負荷312連接,根據配電系統網
311的交流電壓的頻率以及電壓振幅值與上位指令矢量520的關系,
調整電壓型交直轉換裝置(111或者211)與負荷312之間的直流電
力,使得配電系統網311的交流電壓的頻率變動變小,調整電壓型交
直轉換裝置(111或者211)中的無效功率的大小,使得配電系統網
311的交流電壓的電壓變動變小。

配電系統301是通過電壓型交直轉換裝置(111或者211)來連
接配電系統網311與負荷312之間。這里,如果配電系統301為三相
交流,則電壓型交直轉換裝置為在第1實施方式中說明的三相電壓型
交直轉換裝置111,如果配電系統301為單相交流,則電壓型交直轉
換裝置為在第2實施方式中說明的單相電壓型交直轉換裝置211。此
外,在配電系統301為三相交流的情況下,電壓型交直轉換裝置不限
于三相電壓型交直轉換裝置111,也能夠設為1臺單相電壓型交直轉
換裝置211或者多臺單相電壓型交直轉換裝置211的組合。

負荷312是不要求高速響應,只要在較長的期間內時間平均地進
行控制即可的控制常數長的設備。控制常數長意味著比如下時間長,
該時間是直流端子(121或者211)的直流電壓變動時三相電壓型交
直轉換裝置111或者單相電壓型交直轉換裝置211進行反饋而直到收
斂該變動為止的時間。負荷312例如是蓄電池、熱源設備。具體地說,
如果是蓄電池,則是負荷平滑化用電池、電動汽車/混合動力汽車的電
池等。圖18是經由電壓型交直轉換裝置(111或者211)將電池312-1
與配電系統網311連接時的圖。如果是熱源設備,則是電熱器、IH
烹調加熱器、電熱水器、加熱泵/熱水器驅動用逆變器等。圖19是經
由電壓型交直轉換裝置(111或者211)將電熱器312-2與配電系統網
311連接時的圖。圖20是經由電壓型交直轉換裝置(111或者211)
將加熱泵/熱水器驅動用逆變器312-3與配電系統網311連接時的圖。

首先,說明負荷312為電熱水器時的配電系統301的動作。在本
例中,電壓型交直轉換裝置(111或者211)作為整流器而動作。在
對溫水進行加熱過程中所受電的配電系統網311的交流的頻率下降的
情況下,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照自身所具有的自
由調節特性(F-P特性)而自動地減少輸出的直流電力。另一方面,
在對溫水進行加熱過程中所受電的配電系統網311的交流的頻率上升
的情況下,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照自由調節特性
而自動地增加輸出的直流電力。

這樣,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照配電系統網311
的頻率的變動增減轉換的直流電力并吸收配電系統網311的頻率的變
動量,因此對配電系統網311的頻率穩定作出貢獻。另外,被認為溫
水加熱期間的配電系統網311的頻率的平均大概成為額定頻率,因此
電壓型交直轉換裝置(111或者211)還能夠維持熱水器的性能。

另外,在對溫水進行加熱過程中所受電的配電系統網311的交流
電壓下降的情況下,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照自身
所具有的電壓維持特性(V-Q特性)而維持交流電壓,自動地產生其
所需的無效功率。另一方面,在對溫水進行加熱過程中所受電的配電
系統網311的交流電壓上升的情況下,電壓型交直轉換裝置(111或
者211)按照自身所具有的電壓維持特性而維持交流電壓,自動地吸
收成為其所需的無效功率。

這樣,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照配電系統網311
的交流電壓的變動增減無效功率并吸收配電系統網311的交流電壓的
變動量,因此對配電系統網311的電壓穩定作出貢獻。

接著,說明負荷312為蓄電池時的配電系統301的動作。在負荷
312為蓄電池的情況下,充電時(從配電系統網311受電)的電壓型
交直轉換裝置(111或者211)的動作與電熱水器的說明相同,放電
時的電壓型交直轉換裝置(111或者211)作為逆變器而動作,成為
如下所述。

在蓄電池放電過程中配電系統網311的交流的頻率下降的情況
下,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照自身的自由調節特性
自動地增加所輸出的交流電力。另一方面,在蓄電池放電過程中配電
系統網311的頻率上升的情況下,電壓型交直轉換裝置(111或者211)
按照自身的自由調節特性自動地減少所輸出的交流電力。

這樣,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照配電系統網311
的頻率的變動增減所輸出的交流電力并吸收配電系統網311的頻率的
變動量,因此對配電系統網311的頻率穩定作出貢獻。另外,被認為
放電期間的配電系統網311的頻率的平均大概成為額定頻率,因此電
壓型交直轉換裝置(111或者211)還能夠維持蓄電池的性能。

另外,在蓄電池放電過程中配電系統網311的交流電壓下降的情
況下,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照自身所具有的電壓
維持特性(V-Q特性)而維持交流端子(122或者222)的交流電壓,
自動地產生其所需的無效功率。另一方面,在蓄電池放電過程中配電
系統網311的交流電壓上升的情況下,電壓型交直轉換裝置(111或
者211)按照自身所具有的電壓維持特性而維持交流端子(122或者
222)的交流電壓,自動地吸收其所需的無效功率。

這樣,電壓型交直轉換裝置(111或者211)按照配電系統網311
的交流電壓的變動增減無效功率并吸收配電系統網311的交流電壓的
變動量,因此對配電系統網311的電壓穩定作出貢獻。另外,被認為
蓄電池的放電期間的配電系統網311的交流頻率的平均大概成為額定
頻率,因此電壓型交直轉換裝置(111或者211)還能夠維持蓄電池
的性能。

如圖16的配電系統301那樣,通過將電壓型交直轉換裝置(111
或者211)連接在配電系統網311與負荷312之間,負荷312能夠對
配電系統網311的系統頻率穩定以及系統電壓穩定作出貢獻。換句話
說,如果構筑如配電系統301那樣的系統,則能夠獲得與可變速抽水
發電站增加時相同的效果。

(第4實施方式)

圖17是說明本實施方式的配電系統302的圖。配電系統302與
圖16的配電系統301的不同點在于,配電系統302具備運算器313。
運算器313取得電壓型交直轉換裝置(111或者211)與負荷312之
間的直流電壓以及直流電流中的至少1個信息并與規定值進行比較運
算,作為上位指令矢量520的頻率指令值輸入到電壓型交直轉換裝置
(111或者211)。

通過在運算器313中將負荷312的額定電壓或者額定電流設定為
規定值,能夠防止配電系統網311的頻率變動的直流電力的極端的變
動。

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